第三章DC-DC变换器

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3.1试简述4种基本DC/DC变换器电路构建的基本思路与方法 1）buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路：

1构建buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路 ○

输入电压源Ui通过开关管VT与负载RL相串联 开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo＝Ui 开关管VT关断时，输出电压等于零，即uo＝0

VT

+

RL

输出电压的平均值为Uo=（Ui·ton+0·toff）/T = D·Ui , 由于D≤1,Uo≤Ui

Ui

UOIi-VT

该电路起到了降压变换的基本功能

RL

O

uo

VT

a)

i

Ii

b)

+

Ui

RL

UiUOIi

VT

RL

UO

O

IO

2buck○

uo

Ui

a)

-

型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电

Ii

IO

L

i

b)



c)

d)

路的输出端两侧并入滤波电容C UO

ui

VTc)

C

+

RL

-

uoi



d)

i

VT

RL

a) b)

3由于Uo≤Ui，开关管VT导通时，电压源将对滤波电容C充电，充电电流很大，相当○

于输入输出被短路，以至于开关管VT所受的电流应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT导通时的电流应力，可将缓冲电感L串入开关管VT的支路中

L

VD

+

VD

C

L

ui

VT

RL

-

uoii



i

VT

C

RL

c)d)

4开关管VT关断时缓冲电感L中电流的突变为0，○将感应出过电压，使开关管VT的电

压应力大大增加，为此需加入续流二极管VD缓冲电感释放能量提供续流回路


LVD

+

L

ui

VT

VD

C

RL

-

uoii



i

VT

C

RL

c)d)

2）boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路

1构建buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路 ○

输入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联 开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io＝Ii 开关管VT导通时，输出电流等于零，即io＝0

输出电流的平均值为Io =（0·ton+ Ii·toff）/T = (1-D)·Ii, 由于1-D≤1，Io≤Ii 该电路起到了降流变换的基本功能 +

RL

VT

+

Ui

RLUOIi-

VT

RL

O

VT

uo

VT

a)

io

Ii

b)

UOIi-

Ui

RL

IO

UOIO

a)

d)2buck型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理○

io

b)



c)



UO

Ii

电路的输出支路中串入滤波电感IOL

L

VTc)

C

+

RL

-

uoii

d)VT

io

RL



a) b)

3由于Io≤Ii，当的开关管VT断开时，电感L中电流发生突变，将感应出极高的电压，○

以至于开关管VT所受的电压应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT关断时的电压应力，可将缓冲电容C并入开关管VT的两端

L

VT

VD

C

VD

L

RL

-

uii



VTC

io

RL



c)d)


4开关管VT导通时缓冲电容两端电压由Uo突变为0，○将通过VT迅速放电，放电电流

很大，使开关管VT的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管VD，阻止缓冲电容放电

L

VT

VD

C

VD

L

RL

-

uii



VTC

io

RL



c)d)

5若令变换器电路中的开关管、○二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输

入、输出能量的不变性，得ui ii＝uoio ，则buck型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。boost型电压变换和buck型电流变换存在功能上的对偶性。由buck型电流变换器电路可以导出boost型电压变换器

a) 变换器电路中开关管的开关频率足够高时， buck型电流变换器电路中的输入电

流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代

ii

Li

VD

L

L

VT

ui



io

VT

C

RL

i

uo



u

i

VD

C

+

u

R

a)

b)

-

b) 考虑到上述电路中缓冲电容C的稳压作用以及该电路的电压－电压变换功能，输

出滤波电感L是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波

ii

Li

VD

L

ui



io

VT

C

VT

RL

uo

ii



u

i

VD

C

+

u

R

c)

d)

-

3）boost-buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路

将boost型、buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建boost-buck型变换器


boost-buck型DC-DC电压变换器构建的方法

1输入级采用boost型电压变换器电路，并将其输出负载省略 ○

输出级则采用buck型电压变换器电路，并将其输入电压源省略 串联boost型电压变换器电路的输出与buck型电压变换器电路的输入

2若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件 ○

根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、

VT2为VT12，得到一个等效电路

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、

VD2合并为VD12，得到另一个等效电路

使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型

DC-DC电压变换器

L1

C1

L2

VD1、2

C2L2

R+

uou

i

VT

+

VD

C2

RL

+

uo





f)

4）buck-boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路

将buck型、boost型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建buck-boost型变换器

buck-boost型DC-DC电压变换器构建的方法

1输入级采用buck型电压变换器电路，并将其输出负载省略 ○

输出级则采用boost型电压变换器电路，并将其输入电压源省略 串联buck型电压变换器电路的输出与boost型电压变换器电路的输入

2若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件 ○

将VT1、VT2之间的T型储能网络中的电容省略，并合并L1、L2为L12，合并后的VT1、VT2之间的储能电感L12仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作 根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、

VD2合并为VD12，得到另一个等效电路


使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到buck-boost型

DC-DC电压变换器

VD

VT

Ui

L

CUo

R

g)



3.2试比较脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM 脉冲宽度调制（PWM）

指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调 脉冲频率调制（PFM）

指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调

相同点：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比D (D=ton/T),从而改变电力电子变换器输出电压Uo的大小

不同点：脉冲频率调制（PFM）开关管调制信号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（PWM）困难 3.3电流断续对DC/DC变换器电路的分析有何影响？

DC-DC变换器出现缓冲元件中电流断续时，一个周期内有三种不同的换流状态，需分时间段分析

1在开关管VT关断期间，续流二极管的续流过程结束（缓冲元件中电流降为0）后，○

其两端电压不为零。从而使各变换器电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv相对于电流连续模式对应的稳态电压增益Gv有所抬高。并且电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv，不仅与占空比D有关还与负载电阻RL,缓冲电感L,开关频率fs有关，已与占空比D不成线性关系

由变换器输入输出功率平衡关系推出的稳态电流增益Gi=1/Gv也不仅与占空比D有关还与负载电阻RL,缓冲电感L,开关频率fs有关，与占空比D不成线性关系

2开关管VT关断期间承受的反压应分为：○二极管续流中和二极管续流结束两个时间段

来分析，对应的两个反压值不同

3二极管不仅在开关管VT导通时承受反压，○在续流结束后亦要承受一定的反压，且两

个反压值不同


3.4试分析理想的buck变换器在电感电流连续和断续的情况下，稳态电压增益与什么因素有关？

理想buck变换器在电感电流连续的情况下稳态电压增益GV 对电感L利用伏秒平衡特性(Ui-Uo)·ton=Uo·(Ts-ton)

GV=

Uoton

==D,仅与占空比D有关 UiTs

理想buck变换器在电感电流断续的情况下稳态电压增益GV

令buck变换器中的二极管续流时间为toff1 二极管续流占空比D1= toff1/ Ts，则在iL≥0的时间段对电感L利用伏秒平衡特性(Ui-Uo)·ton=Uo·toff

GV

UotonD



Uitontoff1DD1

(1)

与导通占空比D已不是线性关系

开关管VT导通时间段（ton时间段）的电流增量ΔiL＋与二极管VD续流时间段（toff1时间段）的电流增量ΔiL-相等且等于电感电流最大值ILmax

iL

UiUoU

DTsiLoD1TsILmax (2) LL

稳态条件下，由于电容C中的平均电流为零，因此，电感电流断续时的电感平均电流IL等于负载平均电流Io，即IL＝Io

IL



11(tt)I(DD1）ILmaxonof1fLmax22 (3)

UUoU1

Io（DD1）iDTso

2LR

1TS

GV=Gv ==由（1）（2）（3）可得

1+1+

1

GI

2Io4

D2Uo2Lfs

.

电感电流断续的情况下Gv不仅与占空比D有关，还与电感L、负载电流Io、开关频率fs、以及输出电压Uo有关

3.5 如题3.5图所示为理想Buck变换器，已知：

，开关频率为20kHz，占空

比为D=0.6，电阻为R，电感为L，电容为C。试计算在电流连续状态下的：


（1）输出电压；

（2）电感电流的最大值和最小值； （3）开关管和二极管的最大电流； （4）开关管和二极管承受的最大电压。 解：在电流连续状态下

（1）输出电压UoDUiDUd0.610060V （2）Ts

15

510s 3

2010



tonDTs0.651053105s

Io

Uo

R

稳态电流脉动 VT导通时iL

UiUoU

ton； VT关断时iLo(Tston)； LLUUUo1

ILmaxIoiLoiton

2R2L

UU1

ILminIoiLoo(Tston)

2R2L

已知Uo=60V , Ui=Ud=100V代入上述表达式得

ILmax

60100606061045

310 R2LRL606060610455(510310) R2LRL

ILmin

（本题并未给出L、C、R的具体数值，应而无法计算电感电流最大值，最小值的具体值） （3）由于电流连续，开关管和二极管的最大电流均为电感电流最大值，为

ISmaxIDmaxILmax

606104

 RL

（4）开关管和二极管承受的最大电压均为变换器输入电压 USmaxUD

3.6 Buck变换器中的开关管具有的最小有效导通时间是

，直流电源额定值是300V，

max

Ui100V


斩波频率为1kHz，最小输出电压是多少？当该变流器与电阻负载均输入电流是多少？ 解：（1） Ts

相连接时，平

13

110s 3

110

tonmin40106s Dmin

tonmin401060.04 3

Ts110

最小输出电压UominDminUi0.0430012V

（2）平均输出电流Io

Uo12

6A R2

根据理想变换器输入输出功率平衡原理

UiIiUoIo

平均输入电流IiDIo0.0460.24A

3.7 Boost变换器中，输入电压在18~30V之间变化，若要求输出电压固定在48V，假定工作在连续导通状态下，求： （1）占空比范围； （2）连续

的电阻负载时的输入电流和输出电流的平均值。

解：（1）Boost变换器输出电压 Uo

1

Ui 1D

从而得到 D1

Ui

Uo

已知Uo48V

当UiUimin18V时有占空比最大值Dmax1

Uimin18

10.625 Uo48Uimax30

10.375 Uo48

当UiUimax30V时有占空比最小值Dmin1 占空比范围0.375~0.625




（2）输出电流平均值 Io

Uo48

16A R3

根据理想变换器输入输出功率平衡原理

UiIiUoIo，得平均输入电流Ii

UoIo

Ui

UoIo4816

42.67A Uimin18UoIo4816

25.6A Uimax30

当UiUimin18V时有最大平均输入电流Iimax

当UiUimax30V时有最小平均输入电流Iimin

3.8简述伏秒平衡和安秒平衡原则，并分别用两种方法分析cuk变换器的输出/输入关系 (1) 电感电压的伏秒平衡特性

稳态条件下，理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复，由于每个开关周期中电感的储能为零，并且电感电流保持恒定，因此，每个开关周期中电感电压uL的积分恒为零，即：



Ts

0

uLdtuLdtuLdt0

0

ton

tonTs

电容电流的安秒平衡特性

稳态条件下，理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复，而每个开关周期中电容的储能为零，并且电容电压保持恒定，因此，每个开关周期中电容电流iC的积分恒为零，即：

0

Ts

icdt

ton

0

icdticdt= 0

ton

Ts

(2) cuk变换器电感电流连续时：

1对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有 ○

UitonUc1Uitoff

ton) (UoUc1)tonUo(TsTon

得到稳态电压增益Gv

UotD

on UiTston1D



2对电容C利用安秒平衡特性进行分析有 ○


IotonIi(Tston)

根据理想变换器输入输出功率平衡原理 得到稳态电压增益Gv

t1IiD

on

GiIoTston1D

当1/2＜D＜1时，即cuk变换器的稳态电压增益GV＞1，则cuk变换器具有升压特性；而当0＜D＜1/2时，即cuk变换器的稳态电压增益GV＜1，则cuk变换器具有降压特性。因此，cuk变换器是升、降压变换器，并且其输入、输出电压具有相反的极性 (3) cuk变换器电感电流断续时

1对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有 ○

UitonUc1Uitoff1UitonUc1Uitoff1UoUc1tonUotoff1 UoUc1tonUotoff1

其中cuk变换器中的二极管续流时间为toff1 得到稳态电压增益GV



UoD



UiD1

2对电容C利用安秒平衡特性进行分析有 ○

IotonIitoff1

根据理想变换器输入输出功率平衡原理 得到稳态电压增益Gv

t1IiD

on GiIotoff1D1

3.9试分析在直流斩波电路中储能元件（电感电容）的作用，试以Cuk电路为例分析 （不确定）

直流斩波电路中的储能元件（电容、电感）有滤波与能量缓冲，能量传递三种基本功能。一般而言，滤波元件常设置在变换器电路的输入或输出，而能量缓冲元件常设置在变换器电路的中间。以Cuk电路为例

L1

VD1、2

C2

L2

e)

C1

L2

R+

uou

i



VT

+

VD

C2

+

RL

uo



f)


L1、L2为能量缓冲元件；C1为传递能量的耦合元件；C2为输出滤波元件

3.10试分析Buck-Boost变换器和Boost-Buck变换器各有何特点

VD

VT

Ui

Ui

L

CUo

R

g)

L1

VD1、2

C2

L2

e)

C1

L2

Buck-Boost变换器

R+

uou

i

VT

+

VD

C2

RL+

uo

Boost-Buck变换器

1Buck-Boost○型电压变换器和Boost-Buck型电压变换器两者的输入输出电压极性均

f)

为反向极性

2Buck-Boost型电压变换器电路结构简单，储能元件较少，为一个电感，一个电容 ○

Boost-Buck型电压变换器电路结构较复杂，储能元件较多，为两个电感，两个电容

3Buck-Boost型电压变换器的输入和二极管输出电流均为断续的脉动电流 ○

Boost-Buck型电压变换器的输入输出均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续），滤波易实现 3.11试以二象限DC-DC变换器为例具体分析电路中二极管的作用

VD1L

R

VT1

u0o

E

iO

VT2

VD2a

i0

iV1

t

iD1

iV2

ot



iD2

tt

b

t

二象限DC-DC变换器电路中二极管的作用为通过续流缓冲负载无功，避免负载电感中电流突变，感应出过电压。同时二极管VD1 VD2 还实现了开关管的零电压开通，减少了开通损耗，具体工作过程如下 VT1、VT2采用互补调制驱动

VT1导通前，VD1导通续流, 输出电流iO反向减小


iO =0 ,VT1零电压开通，直流侧电源通过VT1向负载供电，输出电压uo＝ui，输出电流io正向增大，负载电感储能增加

VT1关断，由于负载电感电流不能突变， VD2导通续流，输出电压uo＝0。采用互补调制驱动模式使VT2有驱动信号，但因VD2导通对VT2 形成了反压钳位,VT2不能导通，因此输出电流iO正向减小，负载电感储能储能减少

iO =0, VD2 关断，VT2 零电压开通，负载电动势通过VT2向负载电阻和电感供电，输出电压uo＝0，输出电流io反向增加，负载电感储能增加

VT2关断，由于电感电流不能突变， VD1导通续流，输出电压uo＝ui。采用互补调制驱动模式使VT1有驱动信号，但因VD1导通对VT1形成了反压钳位,VT1不能导通，输出电流iO反向减小，负载电感储能储能减少

3.12二象限和四象限DC-DC变换器有何区别？驱动直流电动机正反转运行应采用何种DC-DC变换器？

二象限DC-DC变换器输出电压极性不变，输出电流极性可变；四象限DC-DC变换器输出电压，输出电流极性均可变；两种变换器能实现能量的双向传输

驱动直流电动机正反转运行需改变电枢电压极性，应采用输出电压可逆的四象限DC-DC变换器

3.13多相多重DC-DC变换器中，多重、多相指的是什么意思？该变换器有什么优点？在实际应用有何意义？

“多相”是指变换器输入侧（电源端）的各移相斩波控制的支路相数大于1 “多重”则是指变换器输出侧（负载端）的各移相斩波控制的支路重叠数大于1 多相多重DC-DC变换器的优点：

1多相多重DC-DC变换器相对于单个的DC-DC变换器提高了输出的等效开关频率， ○

有效地降低了变换器的输出电流谐波。由于采用移相斩波控制，多相多重DC-DC变换器在提高输出等效开关频率的同时保证了其单个的开关频率不变，因而变换器的开关损耗并不因此而增加

2多相多重DC－DC变换器中的变换器单元具有互为备用的功能，当一个变换器单○

元故障时，其余的变换器单元仍可以正常工作，

3多相多重DC－DC变换器将数个基本DC－DC变换器并联，○容量比单个的DC-DC


变换器要大

在实际应用中：由于多相多重DC－DC变换器输出等效开关频率的提高，输出电流谐波的降低，在一定的输出谐波指标条件下，可有效地减少了输出滤波器的体积，降低变换器的损耗；应用多相多重DC－DC变换器还可以扩大变换器容量，并且基于其各单元互为备用的功能提高变换器供电的可靠性

3.14试说明隔离型DC-DC变换器出现的意义是什么？

1形成低压供电负载与电网电压之间的电气隔离 ○

2通过变压器变压，○缩小变换器输出电压等级与输入电压等级之间的差异，扩大调节

控制范围

3通过设置不同匝数的副边耦合绕组形成多路输出，○提供不同数值，不同极性的输出

电压

3.15单端正激式变换器和单端反激式变换器有何区别？

1变换器变压器原边副边工作时间： ○

单端正激式变换器：变压器原边副边同时在开关管VT导通时工作

单端反激式变换器：变压器原边在开关管VT导通时工作，变压器副边在开关管VT关断时工作，两者不同步

2变压器原边加有单方向的脉冲电压，由于磁芯的磁滞效应，当VT关断时，线圈电○

压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位。磁复位的方式：

单端正激式变换器：变压器储存的磁能通过去磁绕组N3和箝位二极管VD2构成的复位电路馈送到输入电源侧

单端反激式变换器：变压器储存的磁能通过副边绕组传输给输出负载

3输出电压的决定因素： ○

单端正激式变换器：Uo

1

DUi，输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的n

匝比和功率管的占空比，与负载电阻无关。具有降压功能。 单端反激式变换器：

变压器磁通连续状态和磁通临界连续状态下UoUi

1D,输出电压仅决定于变n1D


换器输入电压、变压器的匝比和功率管的占空比，与负载电阻无关，具有升降压功能 变压器磁通连续状态下UoUiton

RL

，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大2L1T

则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，因此在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间ton的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大

3.16说明图3-15隔离型Buck变换器电路中由绕组N3和二极管VD2构成的支路有何作用

隔离型Buck变换器在开关管VT截止期间，副边传递能量的整流二极管VD也截止，储存于变压器磁芯中的剩磁能量无释放途径，从而会造成剩磁通积累，导致的磁芯饱和。电路中设置由绕组N3和二极管VD2构成的支路为磁芯复位支路。在开关管VT截止期间，N3两端感应出上正下负的电压UN3，当UN3大小超过Ui时，VD2 导通，将变压器储存的剩磁能量送回输入电源侧，同时将UN3 钳位在Ui上。N1和N2将承受下正上负的电压，若有N3＝N1 ，则UN1=Ui ，UN2 =Ui/n，开关管VT承受反压为UDS=Ui+ UN1 =2Ui。钳位二极管VD2 保证变压器原副边绕组，去磁绕组N3 两端均不产生过电压。并且将开关管VT，副边整流二极管VD承受的反压峰值限制在一定范围内，避免了器件损坏。

3.17试设计一个变压器隔离的Buck变换器，已知：

，输出电压15V，开

关频率为40kHz,占空比D=0.45，不考虑开关管与整流二极管的管压降。设计内容： （1）画出变压器隔离的Buck变换器的电路拓补（包括去磁电路），并分析其变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形。 （2）计算变压器变比。

解：（1）变压器隔离的Buck变换器的电路拓补


VD

+Ui

N3*VD2

*N1iD

VT*

N2VD1

uo

L

+

C

RL



（2）变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形

uGuN10

ton

uDS0iD0uo



0

Ui

-UiUi

tt

2Ui

T

t

t0t1t2t0t



t0 ~ t1阶段，能量传递阶段；VT导通，VT两端电压UDS=0，由于VT导通，变压器原边绕组两端电压 UN1极性为上正下负，大小等于输入电压Ui。其中流过电流iD，iD由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD导通,电压源经变压器耦合和二极管VD向负载传输能量，滤波电感L储能

t1 ~ t2阶段，磁芯复位阶段;VT截止，变压器原边绕组流过的电流iD =0变压器磁芯中的剩磁能量通过VD2和N3馈送到电源,由于二极管VD2 的钳位作用，去磁绕组N3两端电压UN3极性为上正下负，大小等于输入电压Ui ，N1和N2将承受下正上负的电压



UN1

N1N

UN31UiN3N3

UN2

N2N

UN32UiN3N3


二极管VD截止，VT两端电压UDSUiUN1(1

N1

)Ui N3

电感L中产生的感应电势使续流二极管VD1导通，电感L中储存的能量通过二极管VD1向负载释放（当N3＝N1时，UN1=Ui , UDS=2Ui ）

t2~ t0阶段，电感续流阶段；变压器磁芯中的剩磁能量全部释放完毕，钳位二极管VD2关断，变压器原边绕组两端电压 UN1 =0，其中流过电流iD =0。VT两端电压UDS =Ui。电感L中储存的能量继续通过二极管VD1向负载释放 （2）由于Uo

1DUi

DUi得到n nUo

代入数值Ui=300V , Uo=15V , D=0.45有 变压器的变比n

3.18 试推导负载电流连续时隔离型Buck-Boost变换器的输出直流电压平均值。 解：在负载电流连续的情况下 VT导通期间磁通增量为



0.45300

9

15

UiU

toniDTs N1N1

VT关断期间磁通增量为 

UiU

(Tston)i(1D)Ts N2N2

在稳态条件下，变压器一个周期内应无剩磁积累即 

UiU

Di(1D) N1N2

1D

 n1D

得到输出电压表达式UoUi

3.19试分析负载开路时隔离型Buck-Boost变换器会出现何种现象（不确定） 若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通连续或临界连续的模式下


输出电压为UoUi

1D与负载无关，则无影响； n1D

若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通断续的模式下

输出电压为UoUiton

RL

2L1T

输出电压值与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，

则输出电压愈低。若负载开路，RL =∞,输出过电压。 同时VT截止期间漏－源极间承受的电压为：UDSUi

N1

Uo N2

由于UDS与输出电压Uo有关，也随负载电阻的增大而升高。因此，负载开路时，还容易造成管子损坏。

3.20试说明变压器隔离的推挽式变换器和变压器隔离的全桥变换器的特点是什么

o

1变压器隔离的推挽式变换器是由开关管的控制信号占空比相同，在相位上相差180○

的两个正激变换器的输出并联得到，相比双正激变换器，推挽式变换器中将续流二极管去掉，滤波电感经过变压器副边绕组和整流二极管续流，且两个变压器共用一个磁芯，每个正激变换器从另一个正激变换器的原边绕组和IGBT得本体二极管进行磁复位，从而也将原来的磁复位电路去掉，这使得推挽变换器电路简单，且拥有较高的磁芯利用率

2变压器隔离的全桥变换器， ○使用两个开关管串联起来作一个开关管用，降低了开关管

电压应力；且全桥变换器中的四个开关管工作在交错的半周，对角线相对的管子

或

和

同时导通，变压器原边磁通在一个半周沿磁滞回线上移，在另一个半周

沿着磁滞回线反极性下移，从而提高了变压器的利用率

3.21 试画出变压器隔离的全桥变换器的电路拓补，并分析其变压器原方、开关管两端的 电压波形和流过变压器原边的电路波形。 答：（1）变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑


+

VT1VD1

Ui

VT2VD2

-VT4

VT3VD3

*T**

VD4

VD6

C

+

RL

VD5

L





（2）隔离型全桥变换器变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电

流波形

uG1/40

uG2/30uce1uT00iT10



t0

t1t2

t3t4

t5t6

t

Ui

Ui/2

tttt



t0 ~ t1阶段：能量传输阶段； t0时刻，给VTl、VT4加驱动信号，VT1、VT4饱和导

通。

、VT4两端电压uce1 uce4均为0。VT2、VT3均承受反压Ui即uce2 uce3均为

Ui。由于VT1、VT4导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上正下负，大小

等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD5导通，VD6关断，电流上升速率由滤波电感L确定。

t1 ~ t2阶段：续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui ,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0.电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，


VT2、VT3饱和导通，电路进入下半周期

t2~t3阶段：能量传输阶段； t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导

通。VT2、VT3两端电压uce2 uce3均为0。VT1、VT4均承受反压Ui即uce1 uce4均为Ui。由于VT2、VT3导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上负下正，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在反方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD6导通，VD5关断，电流上升速率由滤波电感L确定。

t3~t4续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承

受反压Ui ,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0.电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0

3.22试以半桥变换器为例，说明开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响，可以采取何种措施或减小这些影响

+

VD5**VD6

C

+

RL

Ui

B

VT2VD2

-+C2

L

A

VT1VD1

+

C1*T

VD5**VD6

C

+

RL

L

T



1开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响：由于两个电容连接点B的电位随○

VT1、VT2导通情况而浮动的，所以能自动地平衡每个晶体管开关的伏秒值。若这两个晶体管开关具有不同的开关动态特性参数，即在相同宽度的基极驱动脉冲作用下开关管VT1较慢关断，而开关管VT2则较快关断时，则在VT1连接点处产生了不平衡的伏·秒值。如果让这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使铁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使开关管失控，甚至烧毁。

2改善偏磁现象的措施：在变压器原边线圈中加入一个串联耦合电容C3，则与不平○

衡的伏·秒值成正比的直流偏压将被此电容通过隔直作用滤掉，这样在开关管导通期


间，就可以平衡电压的伏·秒值

3减小开关管动态特性参数对电路工作的不利影响：○在晶体管基极电路上加入箝位二

极管，使其工作在临界饱和导通状态，减少了存储时间，使晶体管的关断时间尽量趋于一致

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