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中国石油大学（华东）毕业设计（论文）
单相单位功率因数整流器的研究
与开发
学生姓名：--- 学 号：---
专业班级：电气工程及其自动化---班 指导教师：---
2020年6月20日
摘 要
近几十年来，由于大功率电力电子装置的普遍应用，使公用电网受到谐波电流和谐波电压的污染日趋严峻，功率因数低，电能利用率低。为了抑制电网的谐波，提高功率因数，人们通常采纳无功补偿、有源、无源滤波器等对电网环境进行改善。
本文在参阅国内外大量文献的基础上，综述了最近几年来国内外功率因数校正技术的进展状况，简要分析了无源功率因数与有源功率因数的优、缺点，并详细分析了有源功率因数校正的大体原理和操纵方式。在通过对主电路拓扑与操纵方式的优、缺点比较后，选择Boost变换器作为主电路拓扑，采纳基于平均电流操纵的UC3854操纵器，设计了两级有源功率因数校正电路的前一级电路，计算了主电路与操纵电路的元件参数。依照此参数，基于MATLAB环境下对功率因数校正前、后的电路进行了仿真，通过仿真波形的分析。最后搭建实验电路进行实验，搜集实验波形，对实验结果进行分析，进一步验证了本设计参数的正确性与准确性。
关键词:有源功率因数校正;Boost变换器;平均电流操纵
ABSTRACT
The harmonic for voltage and current, lower power factor and lower efficiency of public power system is serious increasingly because of much big power electronic equipment in resent years. Usually, reactive compensation ，filters for active and reactive were used to improved power system in order to control harmonic and improve power factor of power system .
The development for power factor correction both here and abroad in recent years is summarized and the good and bad characteristics for reactive and active power factor correction is analyzed briefly and the basic principle and control methods of active power factor correction is analyzed detailed after read a mass of literatures both here and abroad. The main Boost converter and UC3854 controller which based on CCM control are selected and a first stage circuit of two-stage active power factor correction is designed and elements of main and control circuit were accounted after topologies of main circuit and control methods were compared. The circuit was simulated based on MATLAB according to these parameters and correctness of the design is proved firstly after used compare simulation waves. At last，the experiment circuit is founded, the correctness and veracity is proved more after compare experiment waves.
Keywords: Active power factor correction; Boost converter; Average current control
目录
第1章 绪论 .................................. 错误!未定义书签。
功率因数校正（PFC）问题的提出 ............... 错误!未定义书签。 功率因数的大体概念 .......................... 错误!未定义书签。 功率因数校正技术的进展状况 .................. 错误!未定义书签。 本文研究的要紧内容 .......................... 错误!未定义书签。 第二章 有源功率因数校正技术 .................... 错误!未定义书签。
有源功率因数校正原理 ........................ 错误!未定义书签。 APFC主电路的拓扑结构 ...................... 错误!未定义书签。 APFC的操纵方式 ............................ 错误!未定义书签。
峰值电流型操纵 .......................... 错误!未定义书签。 电流滞环型操纵 .......................... 错误!未定义书签。 平均电流型操纵 .......................... 错误!未定义书签。 有源功率因数校正的两种电路 .................. 错误!未定义书签。
两级PFC电路 ........................... 错误!未定义书签。 单级PFC电路 ........................... 错误!未定义书签。
第三章 APFC电路设计 ........................... 错误!未定义书签。
主电路设计 .................................. 错误!未定义书签。
升压电感的设计 .......................... 错误!未定义书签。 输出电容的选择 .......................... 错误!未定义书签。 功率级元件的选择 ........................ 错误!未定义书签。 操纵电路设计 ................................ 错误!未定义书签。
UC3854的大体组成 ....................... 错误!未定义书签。 管角排列及功能 .......................... 错误!未定义书签。 峰值电流限制 ............................ 错误!未定义书签。 乘法器的设置 ............................ 错误!未定义书签。
振荡器的设置 ........................... 错误!未定义书签。 驱动电路的设计 .......................... 错误!未定义书签。 反馈补偿网络的初步设计 .................. 错误!未定义书签。
第四章 系统仿真及实验结果分析 .................. 错误!未定义书签。
软件仿真结果分析 ............................ 错误!未定义书签。 硬件电路结果分析 ............................ 错误!未定义书签。 第五章 总结与展望 .............................. 错误!未定义书签。
结论： ...................................... 错误!未定义书签。 展望: ....................................... 错误!未定义书签。 致谢 ........................................... 错误!未定义书签。 参考文献 ....................................... 错误!未定义书签。
第1章 绪论
随着电力电子技术的迅猛进展，开关电源以体积小、重量轻和效率高等显著优势，己经成为目前直流稳压电源的要紧形式，普遍地应用在运算机、通信等电子设备上。可是，各类非线性负载如整流器，电容滤波器等接到交流电网时，电网电流将发生畸变，含有高次谐波电流，而且产生很强的EMI。
功率因数校正（PFC）问题的提出[1]
从220V交流电网经输入整流滤波后供给直流是电力电子技术及电子仪器中应用极为普遍的一种大体变流技术。传统AC/DC变流器确实是二极管桥式整流加电解电容滤波电路，如图1-1(a)所示的AC/DC变换器中，交流市电经二极管整流和大电容滤波后，取得较为滑腻的直流电压再由直流变换器进行DC/DC变换，取得要求的输出。整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得输入电流(即电容器的充电电流)成为一个持续时刻很短、峰值很高的周期性尖峰电流，如图1-l(b)所示，从而致使功率因数较低左右)，总谐波畸变大(超过100%) 。
图1-1 二极管整流电路及输入电压、电流波形
由此可见，大量应用整流电路，会使电网供给的输入电流严峻畸变。对这种畸变的输入电流进行傅立叶分析，把输入电流用傅立叶级数分解可
得如下表达式：
iinI1
sinwtI
3
sin3wtI
5
sin5wt
(1-1)
式中，I1为基波分量，I3、I5别离为三次和五次谐波分量。由于输入电流是一个奇函数，因此，表达式中只有奇次谐波。
由上面分析可知，输入电流中除含有基波外，还含有丰硕的奇次高次谐波分量，这些高次谐波倒流入电网，引发严峻的谐波“污染”，造成严峻危害。其要紧危害有：
(l)产生“二次效应”。即谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压(原先是正弦波)发生畸变，阻碍各类电气设备的正常工作。
(2)谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载。在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生LC谐振;在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。
(3)谐波阻碍用电设备。例如，谐波电流对电机除增加附加损耗外，还会产生附加谐波转矩、机械振动等，这些都严峻阻碍电机的正常运行;谐波可能使白炽灯工作在较高的电压下，这将致使灯丝工作温度太高，缩短灯丝的利用寿命，等等。
(4)谐波会使测量仪器产生附加谐波误差。常规的测量仪表是设计并工作在正弦电压、正弦电流波形的，因此，在测量正弦电压和电流时能保证其精度。可是，这些仪表用于测量非正弦量时，会产生附加误差，阻碍测量精度。
(5)谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场耦合、磁场耦合和共地线耦合会对通信电路造成阻碍。
为了减小AC/DC变换电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染”，以保证电网供电质量，提高电网的靠得住性，同时也为了提
高输入端功率因数，以达到节能的成效，必需限制AC/DC电路的输入端谐波电流分量[2]。世界上许多国家和相关国际组织制定出相应的技术标准，以限制谐波电流含量。如：IEC555-2,IEC61000-3-2 ,EN 60555-2等标准，它们规定了许诺产生的最大谐波电流。我国于1994年也公布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。关于接入电网的设备的功率因数和总谐波含量提出了很高的要求，因此功率因数校正的重要性更显突出。
功率因数的大体概念
功率因数PF(power factor)的概念是:交流输入有功功率P与视在功率S的比值，如下式：
PF
IPU1I1cos
1coscos (1-2) SU1IrmsIrms
其中：U1——电网电压有效值；
I1——输入基波电流有效值； Irms——输入电网电流有效值；
cos——基波电压、基波电流位移因数[3]；
——输入电流失真系数；
电流的总谐波畸变因数（THD）用来衡量电流波形的失真情形，可表示为：
THD
(
n2
In2
)I1
I3I5In
I1
2
222
I
n2
2n
I1
100%% (1-3)
又：
PF
I1Irms
cos
I1cos
I
n1
（1-4）
2n
得：
PF
11(THD)
2
cos （1-5）
由上式能够看出，当交流输入市电的电压、电流同频和同相位时，即cos=1，功率只与总谐波畸变因数有关。因此，操纵交流市电输入电流的谐波有助于改善电路的功数，减小对电网的谐波污染。
目前，通常采纳功率因数校正技术来改善开关整流电路的功率因数，具体能够通过两径来实现[4]：
(l)使输入电压、输入电流同相位，现在cos=1，PF=。
(2)使输入电流正弦化，即谐波为零，=1，即PF=1，从而实现功率因数校正。
功率因数校正技术的进展状况
为了提高AC/DC变换器输入端的功率因数，人们最先采纳无源校正技术。功率因数校正电路最初采纳一个大电感来增大整流二极管的导通时刻，改善功率因数，属于无源PFC电路。后来又显现了填谷(Valley Fill)方式的无源PFC电路，利用电容和二极管网络的串并联切换特性增大二极管的导通角，改善功率因数。无源PFC技术电路设计简单本钱低，功率因数可达～，但却不能专门好的抑制输入电流中的谐波含量(即THD)。采纳无源技术排除干扰，只能对某些指定的谐波进行抑制和基波相移补偿，且体积质量大。进入上世纪70年代以后，随着功率半导体器件的进展，开关变换器突飞猛进。到80年代，现代有源功率因数校正技术应运而生，它是在负载的整流电路与滤波电路之间增加一个功率变换电路，这确实是有源功率因数校正（Active power factor correction,简称APFC）电路，如图1-2,它将整流器输入电流校正成与电网电压同相的正弦波，排除谐波和无功电流，因此将电网功率因数提高近似为1。而且具有稳固的直流输入电压。80年代是现代有源功率因数校正技术进展的低级时期，其间的研究工作主若是基于Boost变
换器，围绕持续导电模式或不持续导电模式的理论研究。
90年代以来，有源功率因数校正技术取得了长足的进展。自1992年起，PESC（IEEE Power Electronics Specialists Conference）设立了单相PFC专题，这被看做是单相有源PFC技术进展的里程碑。从此，不断有新颖的功率因数校正原理，拓扑结构及操纵方式显现。有源PFC操纵器从分体电路进展到集成电路，Unitrode、Motorola、Silicon、Simens等公司接踵推出了各类有源功率因数校正操纵芯片，如：UC3852、UC3854、UC385五、MC3426一、ML481二、TDA4814等，极大地简化有源功率因数校正电路的设计，PFC技术由理论研究进展到有历时期。
PFC
UN
电电
C
电
电电电电
R
图1-2 含有PFC的AC/DC变换电路
最近几年来，功率因数校正技术的研究热点集中在：新拓扑的提出、把DC/DC变换器中的新技术（软开关技术和开关电容功率网络等）应用于PFC电路中、新的操纵方式的提出和单级PFC变换器的研究。
本文研究的要紧内容
本文对单相有源功率因数校正电路进行了较为深切的研究，通过对主
电路拓扑及操纵方式的分析与比较，从当选择一种比较有效的主电路拓扑和操纵方式，设计了一个单相有源功率因数校正电路，给出了具体电路参数的计算。本文研究的要紧内容如下：
1.分析有源功率因数校正的大体原理，对PFC的主电路拓扑进行比较；分析PFC电路的几种操纵方式，总结其特点。
2.对有源两级PFC电路和有源单级PFC电路进行分析；并对无源PFC电路、有源两级PFC电路和有源单级PFC电路的性能进行比较，总结各电路的特点及其所应用的场合。
3.由于在Boost型APFC电路中，升压电路部份的输入电压是由电网交流电通过由四个二极管组成的全桥整流器取得的直流电，它具有100Hz周期转变。本文就针对这一特殊情形，通过度析Boost型APFC电路在CCM操纵方式下的两种不同的工作模式，推导出计算主电路升压电感的数学表达式。通过度析该表达式得出了这一类型电路的功率因数（PF）是不可能完全为一而只能近似为一的结论。又用Matlab软件对电路做了仿真实验，分析比较了在电感取不同值时的输入电流的波形，进一步验证了理论分析的结论。为同类型电路的设计提供了很有价值的参考。
APFC样机,给出了具体电路参数的计算进程及结果,对其进行了实验，达到了预期的成效。
第二章 有源功率因数校正技术
有源功率因数校正原理
有源功率因数校正(APFC)是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方式，其原理框图如2-1所示。其大体思想是：交流输入电压经全波整流后，对所得的全波整流电压进行DC/DC变换，通过适当操纵使输入电流平均值自动跟从全波整流后的电压波形，使输入电流正弦化，同时维持输出电压稳固。APFC电路一样都有两个反馈操纵环：内环为电流环，使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同：外环为电压环，使DC/DC变换器输出稳固的直流电压。
iL
L
VD
io
Vo R
s
Vi
C
Vg
电电
电电电电电电电电电电电电电电电电
电电
电电电M
CA
VA
图2-1 有源功率因数校正原理图
APFC的工作原理如下:主电路的输出电压和基准电压比较后，送给电压误差放大器VA，整流电压检测值和电压误差放大器的输出电压信号一起加到乘法器的输入端，乘法器的输出那么作为电流反馈操纵的基准信号，与输入电流检测值比较后，通过电流误差放大器CA，其输出再通过PWM比较器加到删极驱动器，以操纵开关管S的通断，从而使输入电流(即电感电流)的波形与整流电压的波形大体一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数,同时维持输出电压恒定。
APFC主电路的拓扑结构
从拓扑结构上讲，原那么上任何一种DC/DC变换器：Boost变换器、Buck变换器、Buck-boost变换器、Flyback变换器、Cuk 变换器等都可实现上述功能，都可作为PFC的主电路拓扑。因为不管是哪一种变换器，都是在必然规律的导通比操纵下完成从直流电压到直流电压的变换，故只要选用适合的导通比，实现输入电流跟从全波整流电压、输出稳固直流电压并非难事。可是在实际应用中，由于PFC是对输入电流进行操纵，因此一样采纳Boost和Flyback变换器，如此电感串联在输入端，电流反馈操纵实质上确实是对输入电流进行操纵。
彼此比较而言，Flyback型PFC尽管易于实现输入、输出间的隔离，但由于隔离变压器磁芯单向磁化，使得其磁通复位操纵困难，变压器利用率低，适用于150W以下的电源和镇流器。Boost型PFC输入电流持续，储能电感也兼作滤波器抑制RFI和EMI噪声，功率因数高，总谐波失真小，输出电压高，许诺电容贮存更多的电能，能提供更长时刻的掉电爱惜，在整个交流输入电压转变范围内能维持很高的功率因数。升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作靠得住性。这些优势促使世界上一些电子器件生产厂商开发出许多性能超级稳固靠得住的集成操纵芯片，如UC3854,UC3855,ML4803等，使Boost变换器取得了普遍的应用。Boost型APFC电路的要紧缺点有：输出和输入之间没有绝缘隔离；在开关管、二极
管和输出电容形成的回路中假设有杂散电感，那么在25～100kHz的PWM频率下，容易产生危险的过电压，对开关管的平安运行不利。本文采纳的确实是Boost型APFC电路结构。
APFC的操纵方式
在PFC电路中Boost变换器是研究和应用最多的一种变换器。依照电感电流是不是持续，APFC可分为不持续导电模式(DCM)和持续导电模式(CCM)[6]。
有源功率因数校正的操纵电路必需保证明现输出电压稳固和单位输入功率因数。为了取得稳固的输出电压，可利用电阻分压网络采样输出电压进行反馈操纵。对输入电流波形的操纵能够采纳电压跟从和乘法器两种方式实现。其中乘法器操纵应用较为普遍，它通过引入一个输入电流反馈操纵环，利用模拟乘法器电路来实现将输入电流校正成与输入电压同相位的正弦波，如图2-2所示。
DC/DC
变换器
C
R
低通滤波器
iref
vref
图2-2 乘法器操纵
由于输入电流总会带有一些高频纹波，因此必需决定电流反馈点从那里选取，由此产生了二种电流持续操纵方式。现以Boost功率电路为例说明这二种方式的大体原理，假设电路工作模态为CCM(电感电流持续)。 峰值电流型操纵(Peak Current Model Control)
峰值电流型操纵如图2-3所示。其特点为:开关管在恒定的时钟周期导通，当输入电流超过基准电流 Iref (由乘法器输出供给)时，开关管关断。取样电流来自开关电流或电感电流。电流基准为双半波正弦电压，令电感(输入)电流的峰值包络线跟踪输入电压的波形。使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦。
当电感电流峰值按工频转变，从零转变到最大值时，占空比慢慢由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于，有时小于;因此有可能产生次谐波振荡。为了避免此现象的发生，必需在比较器的输入端增加一个斜率补偿函数(slope compensation)或称斜坡(ramp)补偿函数。以便在占空比转变范围内，电路能稳固工作。
L
VD
VO
S
Vin
电
感 电
流 逻辑控制检 测
电流比较检测
C
负载
输 入 电 压 检 测
斜波补偿
基准电流 电感电流
乘法器
误差放大
基准
图2-3 峰值电流型操纵
峰值法的优势是可实现恒频操纵：开关电流定额小；电流有效值小；EMI滤波器小。
缺点:电感电流的峰值与高频状态空间平均值之间的误差，在必然条件下相当大，以至无法知足使THD很小的要求。另外，峰值对噪声相当灵敏。 电流滞环型操纵(Hysteresis Current Control)
电流滞环操纵如图2-4所示。开关导通时电感电流上升，上升到上限阀
*值iref时，滞环比较器输出低电平，开关管关断，电感电流下降，下降到下
*限阀值iref时，滞环比较器输出高电平，开关管导通，电感电流上升，如此
周而复始工作。取样电流来自电感电流。
为了实现正确的操纵，其操纵电路需加滞环逻辑操纵器，逻辑操纵器的特性，和继电器特性一样、有一个电流滞环带(hysteretic band)。
优势:功率因数高:开关电流定额小:电流有效值小:输入电流失真小。缺点:负载人小对开关频率阻碍专门大，由于开关频率转变幅度大，设计输出滤波器时，要按最低开关频率考虑。因此无法取得体积和重量最小的设计。
L
VD
VO
Vin
S
C
负
载
输 入 电 压 检 测
电 感 电
流 逻辑控制检 测
上下限电流比较
上限
电感电流
下限
乘法器
误差放大
基准
图2-4 电流滞环型操纵
平均电流型操纵(Average Current Mode Control)
平均电流型操纵在功率因数校止中应用最为广泛，如图2-5所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流。而且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。平均电流型操纵将电感电流信号与锯齿波信号相加。当两信号之和超过基准电流iref时，开关管关断，当其和小于基准电流iref时，开关管导通。取样电流来自实际输入电流(电感电流)。特点:工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值更高，THD很小，对噪声不灵敏，电感电流峰值与平均值之间的误差小。原那么上能够检测任意拓扑、任意支路的电流，并且在CCM和DCM两种工作模式都能够用。
iL
VDC
L
VD
VO
VAC
S Vg
C
Ri
驱动
1/K
1/H
乘法器M
CA
PWM
VA
Vref
图2-5 平均电流型操纵
以上三种PFC操纵方式的大体特点如表2-1
表2-1 经常使用的三种PFC操纵方式
控制方检测电开关频工作模对噪适用拓注 法
流
率
式 CCM
声 敏感
扑 Boost
需谐波补偿
CCM
敏感
Boost
需逻辑控制
任意
不敏任意 感
需电流误差大
电流峰开关电恒定 值
流
电流滞电感电变频 环
流
平均电电感电恒定 流
流
有源功率因数校正的两种电路
有源PFC技术变换器工作在高频开关状态，具有体积小、重量轻、效率较高和公率因数高等特点。从不同的角度看，对有源PFC技术有很多种分类方式。
从电路结构上划分，有源PFC可分为两级PFC电路和单级PFC电路。 两级PFC电路
两级PFC电路通过量年大量的研究，相对来讲比较成熟。图2-6(a)为两级PFC电路的方框图。它由两个彼此独立的变换器别离实现输入电流整形和输出电压调剂。前级为PFC级，通常采纳Boost变换器实现输入电流整形，其输出电压为储能电容C的电压U，U的转变范围一样为380～400V。U再通过DC/DC变换器实现隔离和变换，取得直流输出电压。DC/DC变换器实现对输出电压的快速调剂。
图2-6 有源两级PFC电路方框图（a）和输入交流电压、电流与占空比(b)
图2-6(b)是两级PFC电路的输入交流电压UN、电流iN与占空比转变波形。PFC的占空比dPFC在半个交流周期内随输入电压转变，最大可为1,使输入电流跟从输入交流正弦电压波形，能够使输入电流接近正弦。稳态工作时，由于DC/DC变换器输入输出电压恒定，因此DC/DC变换器的占空比dPFC是恒定的。
两级PFC电路的校正成效比较理想，其优势是：THD低、PF高、PFC级输出电压恒定、维持时刻久、输入电压范围宽、应用于各类功率应用范围等。缺点是：至少需要两个开关管和两套操纵电路，增加了本钱，电路复杂，体积大。这些缺点使得两级PFC电路不适合于低功率应用，如200～300W以下的功率范围。因此最近几年来有许多单级PFC电路被提出来。 单级PFC电路
单级PFC电路是把PFC级和DC/DC级组合在一路，只用一个开关管和一套操纵电路，同时实现输入电流整形和输出电压的快速调剂。其方框图如图2-7(a)，输入交流电压UN、电流iN。与占空比波形如2-7(b)。储能电容C0用来平稳PFC级和DC/DC级之间瞬时不相等的能量。事实上，操纵电路只对输出电压进行快速调剂。因此单级PFC变换器工作在稳固状态时，在半个交流周期里占空比大体不变。因此，在固定占空比下，要求电感能够自动实
现输入电流整形。总的来讲，单级PFC的性能(THD和PF)比无源方案要好，但不如两级PFC方案。但IEC 1000-3-2标准对功率因数没有要求，只有电流谐波知足该标准即可。
图2-7 有源单级PFC电路方框图(a)和输入交流电压、电流与占空比（b）
很多单级PFC拓扑能够直接从两级PFC拓扑通过简单的组合取得，在所有的PFC变换器中，瞬时输入功率在一个交流周期里都是脉动的，而后接的DC/DC变换器的输出功率是恒定的。因此，任何PFC电路都必需有一个储能电容存储这些不平稳的能量。但是不同于两级PFC变换器，在单级PFC变换器里，操纵器只调剂输出电压，不调剂储能电容上的电压U0。因此U0不是一个恒定值，U0随着输入电压和负载的转变而转变。电压转变范围大，阻碍了变换器的性能，同时为了知足维持时刻的要求，需要大容量和高耐压的电解电容。电解电容的价钱和尺寸随容量增加，因此要在价钱、减少开关管和操纵器所节约的本钱和电容增加的体积、本钱之间折衷。
第三章 APFC电路设计
在拓扑结构必然的情形下，主若是依照所设计电路的各项技术指标来设计和选择器件。本文所研究的Boost电路的要紧技术指标如下：
额定输出功率P0：250W
交流输入电压范围UN：80～270V 输入电压频率范围f：47～65Hz 输出直流电压U0：400V 开关频率fC：100kHz
主电路设计
3.升压电感的设计
电感电流的最大峰值出此刻交流输入电压最低且满载时:
IO2250
L(pk)
2PU
80
4.42AN(min)
(3-1)
许诺电感电流有20%的波动，那么：
I0.2IL(pk)0.24.420.88A
电感电流显现最大峰值时的占空比为：
D
U0UNm4002U80
0.72
0400
升压电感值为：
LUNDf2800.72
N
103
0.88
0.93mH CI100四舍五入取1mH。
3-2)
3-3）3-4）（（ （
输出电容的选择
选择输出电容时要考虑开关频率纹波电流、二次谐波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时刻。流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流的二次谐波；通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，且工作范围较宽的铝电解电容，而且耐压的选择应留有充分的余量，以幸免超负荷工作。对输出电容的计算有以下两种方式：
由上述分析可知，C0将流过i0的交流分量，在C0端压将产生脉动，该脉动量与C0的数值有关。因此，在设计中，要求选择输出电容C0使输出电压U0的纹波σV低于规定值，记输出电压脉动量为u0。
u0
1C0
t
0
i0dt
I0
sin2t (3-5) 2C0
记u0的峰-峰值为uopp
uopp
I0
（3-6） C0
V
C0
uoppU0
I0VU0
I0
(3-7)
C0U0
（3-8)
依照本电路给出的技术指标，为使输出电容足够大，式中U0取最小输出电压为：
U0(min)2UN(max)1.414270381.8V （3-9）
则：
250
I0381.8C0273F (3-10) VU0(min)3142%381.8
维持时刻是指在输入电源被关闭以后，输出电压仍然维持在规定范围内的时刻长度。它是存储在输出电容中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压的函数。设Δt为维持时刻，典型维持时刻为：15～50ms。那么用维持时刻确信输出电容值的计算公式为：
C0
2P0tUU0(min)
20
2
（3-11）
一样取t=34ms;取最小输出电压U0(min)=时，得
225034103
C0450F （3-12） 22
400381.8
本设计中以知足输出电压的纹波要求为准那么，采纳第二种计算方式。 功率级元件的选择
整流桥经受的最大反向电压为2UN(max)381.8V,最大输入电流有效值为
IN(max)
P0UN(min)
250
3.1380
考虑到平安裕量，选用的整流桥型号为KBPC606,电流电压定额为6A/600V.
开关管导通时流过的电流为电感电流，电感最大峰值电流为:
IL(max)IL
I
4.420.444.86 （3-13）
2
考虑到输出二极管的反向恢复电流，那么通过功率开关管的峰值电流:
IQPIL(max)I04.860.665.52 （3-14）
开关管经受的最大直流电压为:
UDSU0U4002%400480V （3-15）
考虑平安裕量，开关管选用IRFPC60LC型MOSFET，其电流电压定额为16/600V，导通电阻。
由于电路的开关频率较高，因此输出二极管须采纳快恢复二极管或超快恢复二极管。它们的特点是开关特性好、反向恢复时刻短、耐压高、正向电流大、体积小、安装简便。本设计中，输出二极管经受的最大直流电压为480V；
输出电流I0
P0
0.625；考虑到平安裕量，选取定额为8A/1200VU0
的RHRP8120型快恢复二极管。
采纳取样电阻检测输入电流比电流互感器本钱低，要紧适用于功率较小的场合。电流取样电阻上电压的典型值URS=1V。
电感峰值电流的最大值：
I
IL(max)IL4.420.444.86 （3-16）
2电流取样电阻：
RS
URS1
0.2IL(max)4.86
（3-17）
操纵电路设计
通过2-4对APFC经常使用操纵方式的分析与比较可知，平均电流型操纵因其具有THD和EMI小、对噪声不灵敏、开关频率固定等优势，在目前PFC中应用最多。因此从有效性角度考虑，本设计采纳平均电流型操纵方式。操纵芯片选用本钱较低、校正成效明显的UC3854操纵器。
UC3854是一种专门用于功率因数校正的操纵器。它包括了平均电流型操纵所需的全数功能，其特点是：操纵升压PWM变换器的输入端功率因数达到；限制电网电流失真小于5%；采纳平均电流型操纵；电流放大器的频带较宽等。它内部包括有电压误差放大器、模拟乘法器、除法器、电流误差放大器、恒频脉宽调制器(CPWM)。另外，还包括栅极驱动器、基准电压、低电源检测器、过流比较器。采纳UC3854组成的功率因数校正电路后，当输入电压在85～260V之间转变时，输出电压还可维持稳固，因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采纳推拉输出级，输出电流可达1A以上，因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFFT。UC3854的内部功能方框图如图3-1所示[7]。
图3-1 UC3854内部框图
UC3854的大体组成
UC3854内部框如图3-1所示，它由以下几部份组成：
欠压封锁比较器(UVLC)：电源电压VCC高于16V时，基准电压成立，振荡器开始振荡，输出级输出PWM脉冲。当电源电压VCC高于10V时，基准电压中断，振荡器停振，输出级被封锁。
使能比较器(EC)：使能脚(10脚)输入电压高于时，输出级输出驱动脉冲使能脚输入电压低于时，输出级关断。
以上两比较器的输出都接到与门输入端，只有两个比较器都输出高电平常，基准电压才能成立，器件才输出脉冲。
电压误差放大器(VEA)：功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后，加到该放大器的反相输入端，与基准电压比较，其差值经放大后加到乘法器的一个输入端(A)。
乘法器(MUL)：乘法器输入信号除误差电压外，还有与己整流交流电压成正比的电流IAC(B端)和前馈电压VRM。
电流误差放大器(CEA)：乘法器输出的基准电流IMO在RMO两头产生基准电压。电阻RS两头压降与RMO两头电压相减后的电流取样信号，加到电流误
差放大器的输入端，误差信号经放大后，加到PWM比较器，与振荡器的锯齿波电压比较，调整输出脉冲的宽度。
振荡器（OSC）：振荡器的振荡频率山14脚和12脚外接电容CT和电阻RSET决定，只有成立基准电压后，振荡器才开始振荡。
PWM比较器(PWM COMP)：电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后，产生脉宽调制信号，该信号加到触发器。
触发器(FLIP FLOP)：振荡器和PWM比较器输出信号别离加到触发器的R、S端，操纵触发器输出脉冲，该脉冲经与门电路和推拉输出级后驱动外接的功率MOSFET。
基准电源(REF)：该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器操纵，当这两个比较器都输出高电平常，9脚可输出基准电压。
峰值电流限制比较器(LMT)：电流取样信号加到该比较器的输入端，输出电流达到必然数值后，该比较器通过触发器关断输出脉冲。
软起动电路(SS)：基准电压成立后，14μA电流源对SS脚外接电容CSSCSS
两头的内部晶体管导通，从而使CSS放电，以保证下次起动时，CSS从零开始充电。
管角排列及功能
UC3854有多种封装形式经常使用是DIL-16封装。这种封装的管脚排列如图3-2所示[12]：
图3-2 UC3854引脚排列
Gnd(1脚)接地脚：所有电压的测试基准点。振荡器按时电容的放电电流也山该脚返回。因此按时电容到该脚的距离应尽可能短。
PKLMT(2脚)峰值限流：峰值限流门限值为0V。该脚应接入电流取样电阻的负电压。为了使电流取样电压上升到地电位，该脚与基准电压脚(REF)之间应接入一只电阻。
CA Out(3脚)电流放大器输出：该脚是宽带运放的输出端，该放大器检测并放大电网输入电流，操纵脉宽调制器，强制校正电网输入电流。
ISENSE(4脚)电流取样电压负极：该脚为电流放大器反相输入端。 Mult Out(5脚)乘法器的输出端和电流取样电压的正极：模拟乘法器的输出直接接到电流放大器的同相输入端。
IAC(6脚)输入交流电流取样信号：电流取样信号：IAC从该脚加到模拟乘法器。
VA Out(7脚)电压放大器的输出端：该端电压可调整输出电压。 VRMS(8脚)有效值电压输入端：整流桥输出电压经分压后加到该脚，为了实现最正确操纵，该脚电压应在～之间。
VREF(9脚)基准电压输出端：该脚输出基准电压.最大输出电流为10mA，而且内部能够限流，当较低或使能脚ENA为低电平常，该脚电压为零，该
脚到地应接入μF电容。
ENA(10脚)使能操纵端：使UC3854输出PWM驱动电压的逻辑操纵信号输入端。该信号还操纵基准电压、振荡器和软起动电路。不需要使能操纵时，该脚应接到5V电源或通过100k电阻接到VCC脚。
VSENSE (11脚)电压放大器反相输入端：功率因数校正电路的输出电压经分压后加到该脚。该脚与电压放大器输出端(7脚)之间还应加入放大器RC补偿网路。
RSET(12脚)振荡器按时电容充电电流和乘法器最大输出电流设定电阻接入端。该脚到地之间接入一只电阻，可设定按时电容的充电电流和乘法器最大输出电流。乘法器最大输出电流为RSET。
SS(13脚)软起动端：UC3854停止工作或VCC太低时，该脚为零电位。开始工作后，14μA电流对外接电容充电，该脚电压慢慢上升到,PWM脉冲占空比慢慢增大，输出电压慢慢升高。
CT(14脚)振荡器按时电容接入端:该脚到地之间接入按时电容，可按下式设定振荡器的工作频率：
f
1.25
（3-18）
RSETCT
VCC(15脚)正电源电压：为了保证正常工作，该脚电压应高于17V，为了吸收外接MOSFET栅极电容充电时产生的电流尖峰，该脚到地之间应接入旁路电容器。
GT Drv(16脚)栅极驱动电压输出端:该脚输出电压驱动外接的MOSFFT。该脚内部接有嵌位电路可将输出脉冲幅值嵌位在15V，因此当高达35V时，该器件仍可正常工作。利用中，该脚到MOSFFT的栅极之间应串入大于5的电阻，以避免驱动电容负载时，发生输出电流过冲。 峰值电流限制
当输入电流瞬时值超过最大电流限制值时，UC3854的峰值电流限制爱
惜动作，使开关管断开，这一功能是由RPK1、RPK2组成的分压器和峰值电流限制比较器来完成的。
1．峰值电流过载值：
IPK(ovld)1.12ILPK5.15,选RPK110k; (3-19)
2．检测电压过载值：
URS(ovld)IPK(ovld)RS1.29V (3-20)
3．分压电阻RPK2:
RPK2
URS(ovld)RPK1
UREF
1.72k,选为1.6k (3-21)
乘法器的设置
随着输入电压有效值URMS的增加，系统增益依照URMS的平方增加，这将使电压环的设计变得复杂。UC3854通过将乘法器增益调整为输入电压有效值的函数，从而取消了增益对URMS的平方依托关系。那个结果是靠正比于输入电压有效值的前馈分压电路来实现的，如图3-3所示。
图3-3 前馈分压电路
可见，由RFF1、RFF2、RFF3、CFF1、CFF2组成一个二阶RC低通滤波器，其传递函数为：
G(s)
U0D
（3-22）UiAs2BsC
其中:
ARFF1RFF2RFF3CFF1CFF2
（3-23）
(3-24)
BRFF1RFF2(RFF2RFF3)RFF3CFF2(RFF1RFF2)CRFF1RFF2RFF3DRFF3
(3-25)
(3-26)
(1)前馈分压电阻的确信
前馈电压与输入电压的平均值成正比，前馈电压须知足两个直流条件：在高输入电网线电压下，前馈电压不高于，因为在该电压值时前馈电压输入被箝制，因此失去前馈功能；当输入在低电网线电压时，应设分压器前馈电压等于，而分压器的上限点VFFC应设在左右。三个电阻阻抗之和约为1M。
VFF
Uin(av)RFF3RFF1RFF2RFF3
1.414 (3-27)
VFFC
Uin(av)(RFF2RFF3)RFF1RFF2RFF3
7.5 (3-28)
RFF1RFF2RFF31106 (3-29)
Uin(av)
22UN(min)
157.5
取RFF1910K,计算得：
RFF2=86K, RFF3=20K, 选RFF2=91K, RFF3=20K (2)计算谐波电容值
限定前馈电路对总谐波畸变的奉献为%，全波整流电路中二次谐波大约为%，因此谐波衰减为：
GFF1.5%
66.2%
0.0226 (3-30)
截止频率：
fPGrrfR0.1510015Hz (3-31) 设置滤波器极点为15Hz:
CFF1
11
0.116F,选用μF。 (3-32)
2fPRFF221539103
11
0.53F,选用μF。 (3-33)
2fPRFF32159.1103
CFF2
(3)RVAC的选择
按最大输入交流电压的峰值除以乘法器的最大输入电流值来计算，乘法器的最大输入电流为600μA。
RVAC
UPK(max)IAC(max)
2264
622k,选为680k. (3-34) 6
60010
(4)偏置电阻RB1
RB1与RVAC组成份压器，补偿零点失真。 RB10.25RVAC170k
，选为180k (3-35) (5)RMO的选择
乘法器的输出电流IMO不能大于2IAC
IAC(min)
UPK(min)RVAC
1761.414
366 (3-36) 3
68010
1.124.6750.2
1.43k，选为 (3-37) 6
236610
RMO
1.12URS(PK)2IAC(min)
振荡器的设置
震荡频率由按时电容和充电电流决定，而RSET设定充电电流ISET。
又乘法器的输出电流不能大于震荡器的充电电流，故
RSET
3.75
15.12，选15k (3-38)
2IAC(min)
本设计中开关频率为100kHz,那么按时电容：
CT
1.25
833
RSETfS
pF,选为820pF (3-39)
驱动电路的设计
PWM输出是图腾式MOSFET栅极驱动器信号。为避免驱动时产生高频震荡，在开关管的栅极串入电阻R1,一样取10；D1为15V稳压管，避免驱动过压击穿开关管，其型号为1N4744A；R2为泄放电阻，避免开关管误导通，一样以只是大消耗驱动功率为原那么取值，那个地址取为1k；Q1为三极管，型号为3CK130B,可在异样情形下爱惜开关管。 反馈补偿网络的初步设计
为了使平均电流操纵型电路稳固工作，必需使PWM比较器的两个输入信号的斜率知足如下标准：被放大的电感电流的下降斜率不能超过锯齿波的上升率，不然PWM比较器不能正常工作。
(1)电流误差放大器在开关频率处的增益：
电感电流下降的最大斜率为U0/L，这时电感电流流过采样电阻所产生
的斜率也最大，即U0RS/L。那个斜率乘以电流误差放大器在开关频率时的增益，等于振荡器输出斜坡电压的斜率。
URS
U0RS4000.2
0.73 (3-40) 33
LfS1.11010010
GCA
VS5.U27.12 (3-41) RS0.73
(2)反馈电阻RCZ:
电流误差放大器中频段增益为RCZ/RCI,选RCI=RMO=4k,那么:
RCZRCIGCA26k，选为24k (3-42)
(3)电流环穿越频率：
fCI
U0RSRCZ
2LV11.9
SRCZ
kHz (3-43)
(4)电容CCZ:
令电流误差放大器零点频率
12CCZRfCI,则:
CI
C1CZ
2f1145pF,选为1000pF
CIRCZ
(3-44)
(5)电容CCP:
令电流误差放大器零点频率
12CfS,那么:
CPRCI
CCP
1
159.2pF,选为150pF
2fSRCZ
(3-45)
(1)输出纹波电压：
V0(PK)
Pin
3.17V (3-46)
2fRC0U0
(2)放大器的输出纹波电压和增益
输出纹波电压必需衰减到电压误差放大器输出所许诺的纹波电压。这就要设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值，公式如下：
GVA
VVAO%纹波
(3-47)
V0(PK)
关于UC3854而言，VVAO4,那么
GVA
VVAO%纹波
0.0189 (3-48)
V0(PK)
(3)反馈电容CVF:
电压误差放大器在二次谐波频率的增益为么
CVF
1
0.17F
2fRRVIGVA
1
,选择RVI=510k,那
RVICVF
,选为μF (3-49)
(4)设置直流输出电压：
输出电压经RVI,RVD分压后与基准电压VREF比较。
RVD
RVIVREF
9.76
U0VREF
k，选为10k (3-50)
(5)电压环穿越频率：
fVI
Pin
10.62
VVAOU0RVIC0CVF(2)
1
Hz (3-51)
(6)反馈电阻RVF:
令电压误差放大器极点频率2CVFRVF
RVF
fVI
,则
1
70.3
2fVICVF
k，选为68k (3-52)
这就完成了基于UC3854操纵芯片Boost型PFC系统主电路、操纵电路及外围电路的设计。系统实验电路原理图如图3-4。
图3-4 实验电路图
第四章 系统仿真及实验结果分析
UC3854几乎包括了平均电流模式操纵PFC电路所需的全数操纵功能，可是调剂器的参数必需外接，不同的电路必需采纳不同的调剂参数，才能取得较好的调剂特性。实验装置中调剂参数都是按本文及UC3854芯片手册中的方式设计。依照前面分析与计算电流调剂器的参数选定为RCI=4k,RCZ=24k,CCZ=1000k,CCP=150pF。电压调剂器的参数选定为RVF=38k,CVF=μF。仿真所用的电路参数为：电感L=1mH，输出电容C=470μF，开关频率为fS=100kHz，电网频率f=50Hz.其他具体参数见前面计算，对功率因数校正前后的系统进行仿真，以下图为Boost型PFC系统仿真电路
图4-1 单相APFC电路原理仿真图
以下图为子系统模块：
图4-2 子系统模块（b）
软件仿真结果分析
接下来对功率因数校正前后的系统进行仿真结果分析及验证前面的各项技术指标
(1)未加PFC操纵电路时SIMULINK仿真波形： 交流侧输入电压与电流波形如图4-5：
图4-5 交流侧输入电压与电流波形
交流侧功率因数波形如图4-6：
图4-6 交流侧功率因数波形
由图可见，未加入操纵电路时，输入交流电压是正弦的，但只有在输入电压峰值时才有输入电流，而且是一个持续时刻短，峰值很高的周期性尖峰电流，其输入电流发生严峻畸变，呈窄脉冲状，电流的畸变由于电网阻抗反过来阻碍电网电压，造成总谐波畸变增大，输入功率因数低。在输入电流中除含有基波外，还含有大量的高次谐波分量，这些高次谐波倒流入电网，将会引发严峻的谐波污染。
（2）加入PFC操纵电路时SIMULINK仿真波形: 交流侧输入电压与电流如图4-9：
图4-9 交流侧输入电压与电流
输入侧功率因数波形如图4-10
图4-10 交流侧输入功率因数波形
加PFC操纵信号后，直流侧输出电压波形：
图4-12 加PFC后的输出电压波形
而通过基于UC3854芯片操纵电路的操纵后，电流取得专门好的校正，输入电流波形是比较完好的正弦波，而且电流波形与电压波形相位大体一致，电流专门好的跟从了电压。它的功率因数明显提高，近似为一，实现
了能源的“绿色化”，达到了技术指标要求。
从图能够看出，输出直流平均电压为400V左右，输出电压较稳固，实现400V输出的要求，达到较为中意的结果。
仿真结果证明：
（1）Boost型PFC实验装置能够达到预期成效，实现输入电流的整形，输出电压稳固，保证输入功率因数PF近似为1.
（2）按本文的方式设计Boost型PFC变换器的调剂参数可取得中意的成效，说明这种设计方式的合理性。
硬件电路结果分析
（1）未加PFC操纵信号时，硬件电路波形通过存储示波器搜集如下图：
图4-3 交流侧输入电流波形
图4-4 交流侧输入电压与电流波形
由图可见，未加入操纵电路时，输入交流电压虽是正弦波型，可是输入电流呈现窄脉冲状，是一个周期性尖峰电流。而且输入电流中含有的大量谐波分量会给电网造成严峻的谐波污染。现在，在未加入PFC操纵电路的情形下， 硬件电路结果与软件仿真结果波形相似，验证了该电路设计的合理性。
（2）加入PFC操纵信号后，硬件电路波形通过存储示波器搜集如以下图：
图4-7 输入电流波形
图4-8 输入电压与电流波形
图4-9 直流侧输出电压
加入PFC操纵电路后，输入电流波形呈现比较完好的正弦波形，而且与电压波形相位大体一致，功率因数取得提高近似为一。输出电压稳固，达到了预期的成效。
本实验中，第一通过了解单位功率因数整流器（PFC）的主电路结构及
其工作原理其主电路数学模型，通过理论计算，选择适合的电子器件，通过MATLAB搭建PFC模型，分析仿真结果。然后选择操纵芯片（如3854）搭建PFC主电路，对操纵电路和PFC主电路进行联调，达到PFC交流侧电压和电流相同的目的。而通过将软件仿真波形与硬件电路波形相较较，能够看出，硬件电路波形和仿真波形结果大体吻合。这说明了本实验设计的合理性，软件仿真和硬件电路都达到了预期的结果。
第五章 总结与展望
结论：
本文对单相有源功率因数校正电路进行了深切的研究。采纳UNITRODE公司的UC3854操纵器设计了单相Boost型APFC电路，给出了各参数的计算进程及结果，尤其针对主电路中的升压电感进行了详细的分析计算，并进行了相关的仿真实验。
本人在前人研究功率因数校正技术的基础上，对升压型（Boost）功率因数校正技术进行了分析和研究，总结全文，本论文要紧做了以下工作：
了解PFC直流侧输出电压及交流侧输入电流的操纵算法特点并把
握其工作波形。
学习UC3854操纵芯片，熟悉其内部结构、硬件电路设计 了解APFC主电路结构及其工作原理，熟悉其电路数学模型 通过MATLAB搭建PFC电路，并分析其静动态特性。依照计算参数
选择适合的电子器件搭建PFC电路，对操纵电路与PFC主电路进行系统联调，PFC交流侧电压与电流同相的目的。 并取得了以下几点结论：
在操纵电路部份，平均电流型操纵的电流环设计对系统的稳固性阻
碍较大，电流比较器补偿网络的分析和设计是一个关键点。 在电路调试中，我发觉PCB板的设计很重要，电路工作好坏在专门
大程度由电路中元件位置及布线好坏决定。因此，设计PCB板时，元件位置的优化和器件散热的问题需要突出考虑。
由于时刻紧迫，论文还有一些工作尚未完成，希望在尔后的工作中继续实践。要紧有以下几个方面：
由于主电路中大电容的存在，在电路刚通电的刹时，启动电流过大，
很容易损坏电路中的其他器件，因此这一问题有待进一步专门好的
解决。
如安在不增加太多本钱的前提下，把软开关技术结合在电路里。 将数字操纵技术与模拟操纵技术有效地结合在一路，简化操纵、提
高操纵电路的精度和靠得住性。
展望:
本文研究的两级型有源功率因数校正技术仅限于BOOST升压电路，可应用于小、中型功率场合，关于大功率场合，咱们可采纳三电平PFC技术。另外，本文的开关管的开通与关断均为硬开通与硬关断，因此开关管的开通与关断损耗比较大，为了降低开关损耗，减少开关应力，咱们有必要在下一步的研究中采纳软开关技术。
本文只对单相PFC技术做了研究，其实验结果可应用于单相电路的功率因数校正，在工业应用中，三相用电设备占专门大的比例，因此对这一方面的研究更具有重大的责任和深远的意义，只是本文对PFC技术的基础和原理已经做了全面的、详细的说明，并对单相PFC技术进行了实验，因此可在本文的基础上进行进一步的功率因数校正的研究。
致谢
本论文是在导师李浩光教师的指导下完成的。在器件选择和实验的进程中，碰到过许多困难，李教师每次都是不厌其烦的指导，并提出许多宝贵的意见和实践体会。同时李教师尽可能的提供给咱们最好的实验器材和最优越的实验环境。三个多月来，在李教师的指导下，我不仅在学术上有所收成，而且慢慢培育了自己独立分析问题和解决问题的能力。在本论文完成之际，衷心的感激李浩光教师给予我的许多帮忙。
同时，超级感激评阅教师在百忙当中对我论文的审阅，并提出宝贵的意见及建议；在我学习进程中还取得教研室的许多教师和同窗的指导和帮忙，在此，向他们表示高贵的敬意和衷心的感激。
最后，感激我的父母对我的大力支持和鼓舞，使我这么连年来有一个良好的学习环境，顺利完成学业。
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本文来源：https://www.wddqxz.cn/405d6e165427a5e9856a561252d380eb6294236b.html
2022-05-24
